引言 

對于開關電源而言, 安全、可靠性歷來被視為重要的性能之一. 開關電源在電氣技術指標滿足電子設備正常使用要求的條件下, 還要滿足外界或自身電路或負載電路出現故障的情況下也能安全可靠地工作. 為此, 須有多種保護措施. 對保護電路的特點分析, 對存在不足期待克服, 希望設計出更安全、更可靠的保護電路.

1、浪涌電流電路剖析

浪涌電流是由于電壓突變所引起. 如電子設備在第一次加電壓時, 由于大容量電源電容器充電引起的涌入初始電流?? 開機浪涌電流; 又如直擊雷、感應雷沿著電源線進入開關電源的突變電壓所產生瞬態電流雷浪涌電流. 浪涌電流上升時間非�？�, 持續時間非常短, 破壞作用非常大. 為防止或減輕浪涌電流的破壞, 設置抑制浪涌電流或將浪涌電流轉移到地線等方式來保護開關電源避免浪涌電流的損害.

1. 1 啟動限流保護

開關電源的初級整流電路有大容量濾波電容,開機瞬間整流管向這些大電容充電, 使整流管瞬時電流超過額定值. 為減小開機啟動限流( 浪涌電流) ,開關電源通常都設有抗沖擊電路. 如圖1 電路, 在開機瞬間, 開關電源變壓器的3、4 繞組電壓為0V, VD5截止, 晶閘管VD6 的G、K 極間電壓為0V, VD6 截止.充電電流路徑: AC220V→VD1- 4 正極→大電容C1→地→R2→VD1- 4 負極. 由于R2 有阻礙大電流作用( 一般設為3. 3Ω??) , 因此能有效限制開機浪涌電流.

開關電源正常工作后, 開關電源變壓器的1、2繞組上產生感應電壓, 對C2 充電( 充電時間常數約等于R3×C2) , 使VD6 導通, 整流電流不再經R2, 而是經VD6 的A、K 極返回整流橋VD1- 4 的負極. 也就是說, 在正常工作狀態, VD6 將R2 短路, 防止R2產生功耗.R2 僅在開機瞬間起作用.

用晶閘管作啟動限流保護安全可靠, 但電路比較復雜些, 從電路成本和電路簡捷等角度來說用溫控電阻作啟動限流保護, 它既經濟又簡單更安全可靠, 如圖3.

1. 2 雷浪涌電流保護

電網輸電線受到雷擊或感應雷時, 輸電線中的感應突變電壓會產生浪涌電流. 為防范雷浪涌電壓和電流沖擊, 常在電源的輸入端并聯一個或幾個壓敏電阻來釋放雷浪涌電流的沖擊. 圖2 電路是用壓敏電阻來防范雷浪涌電流, 壓敏電阻Rv 常狀態下呈高阻抗( 近似開路) , 當電網輸電線遇到雷擊或感應雷, 壓敏電阻Rv 兩端瞬間超過它的啟動電壓, 它將立即由高阻抗變為低阻抗( 近似短路) , 使雷浪涌電流釋放, 同時交流保險絲F 熔斷, 起到防輸電線被雷擊或感應雷而損壞電子設備的目的.

1. 3 實際電路分析及仿真測試

圖3 電路是一個典型的實際開關電源部分電路.

防雷單元: 當有雷擊, 產生高壓經電網導入電源時, 由Rv1、Rv2、Rv3、F1、F2、F3 和FDG 組成的電路進行保護. 當加在壓敏電阻兩端的電壓超過其工作電壓時, 其阻值降低, 使高壓能量被壓敏電阻所消耗, 若電流過大, F1、F2、F3 會燒毀保護后級電路.

防開機浪涌單元: 當電源開啟瞬間, 要對C 充電, 由于瞬間電流大, 其能量全消耗在溫控電阻Rt上, 由于Rt 的特性是隨溫度上升電阻呈指數關系減小( Rt 為負溫系數元件) , 瞬間溫度升高后Rt 阻值減小( 呈低阻抗) , 這時它消耗的能量非常小, 后級電路可正常工作. 溫控電阻Rt 由高阻抗變為低阻抗, 有效地防止浪涌電流.

模擬實驗: 用雷擊浪涌電流發生器模擬保護電路加入前后的實驗測試波形如圖4 和開機浪涌電流測試波形如圖5. 模擬實驗表明, 浪涌電流的共同點是作用時間短( 幾至幾十納秒) , 沖擊電流大( 雷擊浪涌電流可達幾十至幾千安培, 開機浪涌電流超過工作電流的數十倍以上) , 加入保護電路后尖峰被削去.

2 、 過流保護電路剖析

眾所周知, 當電源輸出端超過額定負載或短路或控制電路失去控制能力等意外情況時, 會造成電子設備不能正常工作或對電子設備造成損壞等. 過流保護電路有斷路法、振蕩器調頻法.

2. 1 斷路法過流保護

防范電路中的電流過流, 最經濟簡便的方法是用保險絲. 保險絲熔斷保護分為交流保險和直流保險二類. 當負載電流發生意外其電流超過保險絲的熔斷值( 熔斷系數一般在1. 1~ 1. 5 之間) 時, 保險絲熔斷, 達到過流保護目的. 但在開機瞬間, 由于大電容的充電, 會產生很大的浪涌電流, 這個浪涌電流一般為正常輸入電流的數倍, 容易使保險絲熔斷, 而發生錯誤判斷, 這是它的主要缺陷.

2. 2 振蕩器調頻法過流保護

所謂調頻法就是通過檢測比較放大電路產生一個控制信號使振蕩器的振蕩頻率發生變化, 使負載電壓降低, 從而達到負載電流減小目的. 通常過電流保護設定值為額定電流的110% ~ 130% , 能自動恢復.

在互感器的耦合下, 若輸出端有過載或短路情況發生時, 此時初級電流會很快的增加, 檢測電阻RS( 錳銅絲) 上的電壓VRS 就會增大. 在圖6( A) 此電壓VRS 超過V2 的B- E 導通電壓,V2 導通, 由于V2 集電極接的是振蕩電路的控制端, 使振蕩電路的振蕩減緩或停止振蕩. 在圖6( B)VRS 經電壓比較器后輸出一個控制信號到振蕩電路, 調節振蕩頻率, 使輸出電壓降低, 減小負載電流, 達到保護的目的. 圖6( B) 與圖6(A) 的過流保護精度要高, 因( B) 電路設計了誤差比較和誤差放大電路.

如圖7 所示為恒流過流保護電路. 電路中R1和R2 對VR 進行分壓, 電阻R2 上分得的電壓VR2= VR[ R2/ ( R1+ R2) ] 負載電流I0, 測電阻RS 上的電壓VS= I0RS, 電壓VS 和VR2 進行比較, 如果VS>VR2,A 輸出控制信號, 使脈沖信號頻率變化, 使輸出電壓下降, 輸出電流I0 減小.

圖8 是常見的光電耦合器驅動過流保護電路,其工作原理: 當輸出電流過大時, RS 兩端電壓上升,IC2② 腳電壓高于③腳基準電壓, IC2 輸出高電壓,V1 導通, 光電耦合器IC1 發生光電效應, 使振蕩電路的振蕩頻率發生變化, 從而控制開關管的脈沖信號的寬度( 或頻率) 發生變化, 使得輸出電壓降低, 達到輸出過載限流的目的.

2. 3 存在不足

檢測電阻RS 總是串在電路中, 若檢測電阻RS值取得較小, 電路保護反應速度不快, 精度也不太高, 若檢測電阻RS 值取得太大, 功耗就會明顯增加, 檢測電阻RS 存在著無功損耗而降低開關電源的效率. 為減小檢測電阻RS 的無功損耗, 將采取檢測信號放大等電路, 提高保護電路的反應速度、精度.

開關電源電路過壓分為電源外因過壓和內因過壓, 它們都會使電子設備工作異�；驘龤щ娮釉O備的器件. 電源外因過壓主要有錯接入380 V 的電壓;內因過壓主要來自開關電源本身電路異�；蛟�器件損壞( 失去穩壓控制) 使輸出電壓過高. 最常見的過壓保護電路有斷路法和開關管截止法.

3. 1 斷路法過壓保護

外因過壓主要來自工頻電網電壓過高, 如因錯接入380 V 的電壓, 如圖9 是一個用繼電器J 關斷電路起保護的電路. 當交流電源正常時, 通過穩壓管VS 的電流很小, IRR< vbeq,="" 因而三極管v="" 截止,="">電器J 處于常閉( 導通) 狀態. 因某種原因交流電源高于正常狀態值時, 通過穩壓管VS 的電流很大,IRR> VbeQ, 導致三極管V( 飽和) 導通, 繼電器J 動作, 切斷輸入電路, 從而達到保護開關電源電路及負載電路. 當交流電源恢復正常時, 三極管V 截止, 繼電器J 處于常閉( 導通) 狀態. 優點是能自動恢復供電, 缺點是穩定性差, 繼電器J 的體積較大.

3. 2 開關管截止法過壓保護

開關電源本身電路異�；蛟�器件損壞( 失去穩壓控制) 使輸出電壓過高. 如圖10 所示是用可控硅驅動的過壓保護電路. 在正常的電壓輸出情況下,T803 第3 繞組中上端正、下端負的電壓經R1、R2 分壓后不能使VD 擊穿導通, 可控硅V2 也截止, 保護電路不動作. 因某原因開關管V1 失去穩壓控制, 輸出電壓異常升高, 高頻變壓器T 第3 繞組電壓經R1、R2 分壓后將超過VD 的擊穿電壓值, 使VD 擊穿并引起可控硅V2 觸發導通. 可控硅V2 觸發后, 使電容C 上端接地, 并使開關管V1 迅速截止. 高頻變壓器T 第3 繞組電壓經整流后, 能使穩壓電路輸出減弱振蕩控制信號, 進一步使開關管V1 加速截止.保護電路動作后, 由于整流濾波后的直流電壓經R3給可控硅V2 的A 極供電, 所以V2 將一直導通下去, 直到故障排除后再次開機,V2 才截止.

如圖11 所示是用光電耦合器驅動的過壓保護電路. 其中, 光電耦合器IC1 在開關電源中起兩個作用. 一是實現固態繼電器; 另一個作用是對輸入與輸出進行了隔離.

當輸出電壓超過正常值時, 在誤差比較放大器IC2 的驅動下, 使光電耦合器IC1 內部發光二極管發光, 進而使IC1 光電耦合器的內部光敏三極管飽和導通, 于是開關管V 脈沖電流被光敏三極管短路,所以開關管V 迅速截止. 保護電路動作后, 由于副電源直流電壓可控硅的A 極供電, 所以可控硅將一直導通下去, 光敏三極管也一直飽和導通, 直到再次開機.

3. 3 存在不足

由于開關管截止, 沒有輸出電壓. 但當輸入接錯線而引入380 V 的電壓時, 其濾波電容、開關管等元件所加的電壓仍然為380 V, 若這些元件的耐壓不夠而損壞.

4 、實際電路分析

如圖12 為一個實際開關電源電路. 220 V 的交流電經整流濾波后得到約300 V 的直流電壓, 再經T3 的5、1 端繞組加到V3( 大功率開關管) 集電極.L22、L23 可延續脈沖電流對V3 電極的沖擊, C23、C24 可吸收V3 集電極尖峰脈沖, 以防止V3 擊穿損壞.T3 的9、7 端繞組為正反饋繞組, 其反饋電勢經R26、C19 耦合到V3 基極, 從而使V3 產生自激振蕩,振蕩頻率為30- 60 kHz. VD39 為正反饋耦合電容C19 提供放電回路, 同時又將V3 在截止期的b- e極反向電壓限制在0. 7 V, 以防止V3 的b- e 擊穿.

V20 為恒流驅動管, T3 的8、7 端繞組電勢經VD20 整流和C21 電容濾波后建立約8 V 左右的直流電壓, 該電壓經R22 給V20 集電極供電. 在開關管V3 飽和期間, T3 的9 端的電勢經R23 使V20 導通, 因此V20 是為V3 提供恒流驅動電流, 其大小由R22 阻值決定, 恒流驅動使開關電源交流輸入電壓范圍擴大至90- 270 V.

V21 有兩個作用, 第一是過壓保護, 當C21 兩端的電壓由正常值8 V 上升到10 V 時. VD44 擊穿導通, 并引起V21 導通,V3 基極激勵電流被V21 的ce極所短路, 使開關管V3 處于截止狀態而被保護.第二個作用是對V3 導通進行延時控制. 在V3 截止期間,T3 的8 端正電勢、7 端的負電勢經VD43 給C33 充電, 當V3 由截止狀態向飽和狀態翻轉時, C33所充電壓將維持V21 再導通一段時間, 在此期間內,V21 對V3 基極的激勵電流進行分流, 也就是將V3 的導通延時了一段時間, 此時V3 集電極電壓已下降至低點, 以減小V3 由截止向飽和狀態翻轉瞬間產生的功率損耗.

V38 是欠壓保護控制管, 首先是T3 的7 端為正電勢、9 端為負電勢并經VD24 整流在C26 上建立約- 10 V 直流電壓, 此- 10 V 電壓經R69、R67 加到V38 的基極. 另外, 300V 電壓經R68 也加到V38 基極. 當輸入交流電壓低于110 V 時, 也就是說整流、濾波后得到的直流電壓從300 V 降低至150V 以下,此時V38 基極電位也降低, 于是V38 導通, 然后引起V24、V22 導通,V3 基極激勵電流被V22 旁路, 使開關管V3 處于截止狀態而起保護.

V25 是過流保護控制管, R39 是開關管V3 的過流檢測電阻, R39 上的過流壓降經R33 加到V25 基極, 使V25 導通后引起V22 導通, 因而開關管V3 由于過流而被處于截止狀態.